Анализ на биоимпеданса (BIA) с AD5933: 9 стъпки

2024 Автор: John Day | [email protected]. Последно модифициран: 2024-01-30 07:52

Интересувах се да направя анализатор на биоимпеданс за измервания на телесния състав и моите произволни търсения продължиха да намират дизайн от класа по биомедицински инструменти от 2015 г. в университета Вандербилт. Работих по дизайна и го подобрих леко. Бих искал да споделя моите открития с вас. Вземете това, което можете да използвате от този "преглед", ако нещо не е ясно, моля, предложете подобрения. Може някой ден да напиша моята мисъл в по -сплотена форма, но засега се надявам, че можете да използвате каквото видите тук. (Ако смятате, че можете да напишете това и да подобрите, добре дошли)

Теди

Този дизайн се състои от чип AD5933 и персонализиран аналогов интерфейс (AFE) за свързване на AD5933 с корпуса. След това AD5933 извършва измерванията и резултатите могат да бъдат обработени от микроконтролер (например Arduino).

Ако планирате да използвате Arduino като захранване, уверете се, че операционните и инструменталните усилватели (оп-усилватели и в-усилватели) поддържат така наречените "единични захранващи" напрежения и имат спецификации между релсите и релсите.

(По -долу ще използвам захранване (от Arduino) от 5V и настройка на Диапазон 1 на AD5933.)

Стъпка 1: Етап на повторно пристрастие

Първата част на AFE е етап на повторно отклонение. Сигналът на изходното напрежение не е центриран в средата на диапазона на захранващото напрежение (VDD/2). Това се коригира чрез използване на кондензатор за блокиране на постоянната част на сигнала и изпращането му през разпределител на напрежение, за да се добави DC компенсиране обратно в сигнала.

Двата резистора за повторно отклонение могат да бъдат с всякаква стойност, стига да са еднакви. Конкретната стойност на тавана също не е важна.

Етапът на повторно отклонение работи като високочестотен филтър и следователно има гранична честота:

f_c = 1 / (2 * pi * (0,5 * R) * C)

Уверете се, че граничната честота е няколко десетилетия под минималната честота, която планирате да използвате. Ако възнамерявате да използвате 1kHz в приложението си, трябва да използвате стойности за ограничаване и резистор, които ще ви дадат гранична честота от порядъка на 1-10 Hz.

Последната част от този етап е оп-усилвател, настроен да бъде последовател на напрежение. Това се прави, за да се гарантира, че стойностите на резистора не пречат на следващия етап

Стъпка 2: Токов чувствителен резистор

Първата част от следващия етап е резисторът за текущо усещане. Токът през този резистор ще бъде същият ток, който усилвателят ще се опита да поддържа през тялото. Уверете се, че токът отговаря на стандартите за безопасност IEC6060-1*:

Под честоти от 1 kHz през тялото се допускат максимум 10 микроАмпера (RMS). При честоти над 1 kHz следното уравнение дава максимално допустимия ток:

Максимален променлив ток <(минимална честота в kHz) * 10 микро ампера (RMS)

Връзката между пиковата амплитуда на AC сигнал и неговата RMS стойност е: Пик = sqrt (2) * RMS. (10 microAmps RMS съответстват на 14 microAmps пикова амплитуда)

Използвайки закона на Ом за резистора, можем да изчислим стойността на резистора, която ще отговаря на стандарта за безопасност. Използваме напрежението на възбуждане от AD5933 и максималната стойност на тока:

U = R * I => R = U / I

Напр. използвайки настройка на диапазон 1 Upeak = 3V / 2 = 1.5V (или 1V при 3.3V)

Използвайки пиковата стойност 14 microAmp отгоре получавам стойност на резистор най -малко 107kOhms

Препратки:

* Аналогови устройства: „Дизайн на биоимпедансна схема за износени системи“

Стъпка 3: Транс-проводим усилвател

След резистора за измерване на ток има оп-усилвател в конфигурация с отрицателна обратна връзка. Това е така наречената настройка Load-in-the-Loop. Положителният входен извод на оп-усилвателя е свързан към напрежение VDD/2. Оп-усилвателят сега ще се опита да регулира своя изход в обратна посока спрямо сигнала на възбуждане, така че напрежението на отрицателния извод да бъде равно на VDD/2. Това ще доведе до потенциал за висяне, който изтласква и издърпва тока през тялото.

Токът, извлечен от отрицателния извод на оп-усилвателя, е практически нула. Следователно целият ток през токочувствителния резистор трябва да тече през тялото. Това е механизмът, който прави тази настройка транс-проводим усилвател (наричан още източник на ток, управляван от напрежение, VCCS).

Оп-усилвателят може да поддържа тока само ако импедансът на тялото не е твърде висок. В противен случай изходът на оп-усилвателя просто ще излезе максимално при захранващото напрежение (0 или 5 V). Максималният диапазон на напрежение, който може да се поддържа, е VDD/2 + Upeak (2.5 + 1.5V = 4V @ 5V захранване). Маржовете на напрежението на оп-усилвателя трябва да се извадят от тази стойност, но ако операционният усилвател има спецификации между релсите, това ще бъде само малко количество. Следователно максималният импеданс, който може да управлява операционният усилвател, е:

Z <(VDD / 2 + Upeak) / Имакс

(В моята настройка Z <4V / 14 микроАмпера = 285 kOhms, желанието е достатъчно, за да покрие диапазона на импеданса на тялото)

Защитният резистор има много голяма стойност (1-1,5 MOhms) в сравнение с тялото (приблизително 100kOhms) и за всички нормални операции това няма да изтегли никакъв забележим ток и импедансът на паралелната връзка е доминиран от импеданса на тялото. Ако импедансът на тялото трябва да се повиши (напр. Подложки се разхлабват), токът може да премине през резистора и максималното излизане от оп-усилвателя няма да създаде неприятни напрежения в подложките.

Стъпка 4: Инструментален усилвател

Следващият етап е инструменталният усилвател (in-amp), който измерва напрежението в тялото. Напрежението в тялото се колебае около 0V, но AD5933 се нуждае от входното напрежение, за да бъде в положителен диапазон. Поради това в усилвателя се добавя DC изместване на VDD/2 към сигнала на измереното напрежение.

Референцията VDD/2 се генерира от делител на напрежение. Всеки стойностен резистор може да се използва, стига да са еднакви. Делителят на напрежението е отделен от импеданса на останалата част от веригата чрез последовател на напрежение. След това изходът на последователя на напрежението може да бъде препратен както към усилвателя, така и към усилвателя на транс-проводимостта.

Стъпка 5: Входният етап и калибриране

Входният етап на AD5933 съдържа оп-усилвател в конфигурация с отрицателна обратна връзка. Има два резистора: един последователен (Rin) и един паралелен (RFB). Печалбата на оп-усилвателя се определя от

A = - RFB / Rin

Печалбите на входния операционен усилвател и на усилвателя (и PGA) трябва да се уверят, че сигналът, постъпващ в ADC на AD5933, винаги е в рамките на 0V и VDD.

(Използвам стойности на усилване на единица в усилвател и резистор, които ще дадат приблизително A = 0,5)

Вътре в AD5933 ADC ще преобразува сигнала на напрежението в a в цифров сигнал. Обхватът на напрежението от 0V до VDD се преобразува в цифров диапазон 0-128 (2^7). (Документацията не е ясна по този въпрос, но внимателното проучване на парцелите в [1] и експериментите от моя страна потвърждават това.)

Вътре в DFT модула има друго мащабиране от 256 (1024/4, виж [1]), преди резултатът да бъде записан в реалния и въображаемия регистър.

Следвайки сигнала на напрежението през AFE, в ADC и използвайки споменатите по-горе мащабни фактори, е възможно да се прецени коефициентът на усилване да бъде:

g = (VDD * Rcurrent * Rin) / (256 * PGA * Upeak * RFB * 2^7)

все още може да е необходимо известно калибриране, така че вземете предвид някои ефекти, които не са част от този математически модел, така че, моля, измерете истинската стойност на печалбата, като измерите компоненти с известен импеданс, като резистори. (g = Z / mag, вижте по -долу)

Импедансът вече може да бъде изчислен чрез

Z = g * mag

mag = sqrt (реален^2 + въображаем^2)

PA = arctan2 (реален, въображаем) - deltaPA

PA вероятно трябва да бъде калибриран, както и има систематично фазово изместване като функция на честотата в AD5933. deltaPA вероятно ще бъде някаква линейна функция на честотата.

Съпротивлението и реактивното съпротивление вече могат да бъдат изчислени чрез

R = Z * cos (PA)

X = Z * sin (PA)

Литература: [1] Леонид Мациев, „Подобряване на производителността и универсалността на системите въз основа на едночестотни DFT детектори като AD5933“, Електроника 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/електроника4010001

Стъпка 6: Разширени неща: Спектрално изтичане (DC)

Сигналът, който поставяме в AD5933, е напрежение/ток като функция на времето, но основният ни интерес е импедансът като функция на честотата. За да конвертираме между времева и честотна област, трябва да вземем преобразуването на Фурие на сигнала във времевата област. AD5933 има вграден модул за дискретна трансформация на Фурие (DFT). При ниски честоти (под приблизително 10 kHz) изграждането на DFT се влияе от псевдоними и спектрални течове. В [1] той преминава през математиката как да коригира спектралното изтичане. Същността на това е да се изчислят пет (плюс две) константи за всяка честотна стъпка в размахването. Това лесно може да стане напр. от Arduino в софтуера.

Изтичането идва в два вида: изтичане на постоянен ток, което е адитивен характер и изтичане на променлив ток, което е мултипликативно по своя характер.

Изтичането на постоянен ток произтича от факта, че сигналът за напрежение в ADC не се колебае около 0V, а около VDD/2. Нивото на постоянен ток на VDD/2 трябва да съответства на цифрово отчитане на DC от приблизително 64 (обозначено като делта в [1]).

Стъпките за коригиране на DC спектралното изтичане:

1) Изчислете коефициента на обвивка E за текущата честота.

2) Изчислете двата фактора на усилване GI (реален) и GQ (въображаем)

3) Извадете delta * GI от стойността на реалния регистър и delta * GQ от стойността на въображаемия регистър

Препратки:

[1] Леонид Мациев, „Подобряване на производителността и универсалността на системите, базирани на

Едночестотни DFT детектори като AD5933 , Electronics 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/electronics4010001

[2] Konrad Chabowski, Tomasz Piasecki, Andrzej Dzierka, Karol Nitsch, "Simple The Wide Frequency Range Impedance Meter Based on AD5933 Integrated Circuit", Metrol. Измервания. Syst., Vol. XXII (2015), No 1, стр. 13–24.

Стъпка 7: Разширени неща: Спектрално изтичане (AC)

Подобно на изтичането на постоянен ток, изтичането на променлив ток може да бъде коригирано математически. В [1] съпротивлението и съпротивлението се наричат съответно A*cos (phi) и A*sin (phi), където A съответства на величината на импеданса и phi съответства на фазовия ъгъл (PA).

Стъпките за коригиране на AC спектралното изтичане:

1) Изчислете коефициента на обвивката E (не е същият като за DC) за текущата честота.

2) Изчислете трите фактора a, b и d. (приблизителни стойности при по -високи честоти: a = d = 256 и b = 0)

3) Съпротивлението (Acos (phi)) и реактивното съпротивление (Asin (phi)) вече могат да бъдат изчислени в цифрови единици

Литература: [1] Леонид Мациев, „Подобряване на производителността и универсалността на системите въз основа на едночестотни DFT детектори като AD5933“, Електроника 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/електроника4010001

[2] Konrad Chabowski, Tomasz Piasecki, Andrzej Dzierka, Karol Nitsch, "Simple The Wide Frequency Range Impedance Meter Based on AD5933 Integrated Circuit", Metrol. Измервания. Syst., Vol. XXII (2015), No 1, стр. 13–24.

Стъпка 8: Разширени неща: теоретичният коефициент на печалба

Като се има предвид математическото моделиране на DFT, би трябвало също така да бъде възможно да се моделира целия AFE математически. Математически сигналът за напрежение може да бъде описан чрез синусоидална функция с дадена фиксирана честота, DC изместване и AC колебание с пикова амплитуда. Честотата не се променя по време на честотна стъпка. Тъй като коефициентът на усилване променя само величината на импеданса, а не PA, тук няма да се занимаваме с фазово изместване, индуцирано върху сигнала.

Ето кратко резюме на сигнала за напрежение, който се разпространява през AFE:

1) След етапа на повторно отклонение променливотоковата амплитуда е все още Upeak = 1.5V (1V @ VDD = 3.3V) и DC изместването е променено на VDD/2.

2) В резистора за измерване на ток напрежението е същото като предишния етап …

3) … но поради напрежението на въртящия момент на оп-усилвателя променливите колебания имат размер Z*Upeak/Rcurrent. (DC отместването се анулира от референтното напрежение на операционните усилватели на VDD/2 - точката на завъртане на клапаната - и се превръща в заземяване в тази част на веригата)

4) Единственият усилвател добавя DC изместването на VDD/2 обратно и препраща сигнала към входния етап на AD5933

5) Операционният усилвател във входния етап има усилване от A = -RFB/Rin и следователно амплитудата на AC става (Z*Upeak/Rcurrent)*(RFB/Rin)

6) Точно преди ADC има програмируем усилвател за усилване (PGA) с две настройки печалба от 1 или 5. Следователно сигналът на напрежението на ADC става: PGA*(Z*Upeak/Rcurrent)*(RFB/Rin)

ADC преобразува сигнала v (t) в цифров сигнал x (t) = u (t) / VDD * 2^7 с 12 -битова точност.

Величината А е свързана с импеданса Z чрез коефициента на усилване, k, като A = k * Z и има приблизителна стойност k = PGA * Upeak * RFB * 2^7 / (VDD * Rcurrent * Rin).

Ако искате да работите с коефициент на усилване вместо g = 1 / k и Z = g * A.

Стъпка 9: Разширени неща: PA Shift

В [2] те откриват систематично изместване на PA като функция на честотата. Това се дължи на закъснение във времето между DAC, където се генерира възбуждащият сигнал, и DFT, където входящият сигнал трябва да бъде свит с изходящия сигнал.

Промяната се характеризира с броя на тактовите цикли, в които сигналът е забавен между DAC и DFT вътрешно в AD5933.

Литература: [1] Леонид Мациев, „Подобряване на производителността и универсалността на системите въз основа на едночестотни DFT детектори като AD5933“, Електроника 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390/електроника4010001

[2] Konrad Chabowski, Tomasz Piasecki, Andrzej Dzierka, Karol Nitsch, "Simple The Wide Frequency Range Impedance Meter Based on AD5933 Integrated Circuit", Metrol. Измервания. Syst., Vol. XXII (2015), No 1, стр. 13–24.