Проектиране на осцилатор, базиран на текущ режим за аудио усилватели от клас D: 6 стъпки

2024 Автор: John Day | [email protected]. Последно модифициран: 2024-01-30 07:49

През последните години аудио усилвателите от клас D се превърнаха в предпочитаното решение за преносими аудио системи като MP3 и мобилни телефони поради тяхната висока ефективност и ниска консумация на енергия. Осцилаторът е важна част от аудио усилвателя клас D. Осцилаторът има важно влияние върху качеството на звука на усилвателя, ефективността на чипа, електромагнитните смущения и други показатели. За тази цел тази статия проектира управлявана от тока осцилаторна верига за усилватели на мощност клас D. Модулът се основава на текущия режим и основно изпълнява две функции: едната е да осигури сигнал с триъгълна вълна, чиято амплитуда е пропорционална на захранващото напрежение; другият е да осигури сигнал с квадратна вълна, чиято честота е почти независима от захранващото напрежение, а коефициентът на натоварване на сигнала с квадратна вълна е 50%.

Стъпка 1: Принцип на осцилатора в текущ режим

Принципът на работа на осцилатора е да контролира зареждането и разреждането на кондензатора от източника на ток през тръбата за превключване на MOS, за да генерира сигнал с триъгълна вълна. Блокова диаграма на конвенционален осцилатор, базиран на токов режим, е показана на фигура 1.

Проектиране на осцилатор, базиран на текущ режим за усилватели на аудио мощност клас D

На фиг. 1, R1, R2, R3 и R4 генерират прагови напрежения VH, VL и референтно напрежение Vref чрез разделяне на напрежение на захранващо напрежение. След това референтното напрежение се преминава през LDO структура на усилватели OPA и MN1, за да се генерира референтен ток Iref, който е пропорционален на захранващото напрежение. Така че има:

MP1, MP2 и MP3 в тази система могат да образуват огледален източник на ток за генериране на ток на зареждане IB1. Огледалният източник на ток, съставен от MP1, MP2, MN2 и MN3, генерира разряден ток IB2. Предполага се, че MP1, MP2 и MP3 имат равни съотношения на ширината към дължината, а MN2 и MN3 имат равни съотношения на ширината към дължината. След това има:

Когато осцилаторът работи, по време на фазата на зареждане t1, CLK = 1, MP3 тръбата зарежда кондензатора с постоянен ток IB1. След това напрежението в точка А се увеличава линейно. Когато напрежението в точка А е по -голямо от VH, напрежението на изхода на cmp1 се обръща към нула. Модулът за логическо управление се състои главно от RS джапанки. Когато изходът на cmp1 е 0, изходният терминал CLK се инвертира на ниско ниво, а CLK е на високо ниво. Осцилаторът влиза в разрядната фаза t2, в която точка кондензаторът С започва да се разрежда при постоянен ток IB2, което води до падане на напрежението в точка А. Когато напрежението падне под VL, изходното напрежение на cmp2 става нула. RS флип-флопът се обръща, CLK върви високо, а CLK пада ниско, завършвайки период на зареждане и разреждане. Тъй като IB1 и IB2 са равни, времето за зареждане и разреждане на кондензатора е равно. Наклонът на нарастващия ръб на триъгълната вълна с точка А е равен на абсолютната стойност на наклона на падащия ръб. Следователно, CLK сигналът е сигнал с квадратна вълна с коефициент на натоварване 50%.

Изходната честота на този осцилатор е независима от захранващото напрежение, а амплитудата на триъгълната вълна е пропорционална на захранващото напрежение.

Стъпка 2: Изпълнение на веригата на осцилатора

Дизайнът на осцилаторната верига, проектиран в тази статия, е показан на фигура 2. Веригата е разделена на три части: верига за генериране на прагово напрежение, верига за генериране на ток за зареждане и разреждане и верига за логическо управление.

Проектиране на осцилатор, базиран на текущ режим за усилватели на аудио мощност клас D Фигура 2 Схема за изпълнение на осцилатор

2.1 Устройство за генериране на прагово напрежение

Генериращата праг част от напрежението може да бъде съставена от MN1 и четири резистора за разделяне на напрежение R1, R2, R3 и R4, които имат равни стойности на съпротивление. MOS транзисторът MN1 тук се използва като превключващ транзистор. Когато не се подава аудио сигнал, чипът задава ниския CTRL терминал, VH и VL са и 0V, а осцилаторът спира да работи, за да намали статичната консумация на енергия на чипа. Когато има входен сигнал, CTRL е нисък, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. Поради високочестотната работа на компаратора, ако точка В и точка С са директно свързани към входа на компаратора, електромагнитни смущения могат да бъдат генерирани към праговото напрежение през паразитния капацитет на MOS транзистора. Следователно тази верига свързва точка B и точка C към буфера. Симулациите на вериги показват, че използването на буфери може ефективно да изолира електромагнитните смущения и да стабилизира праговото напрежение.

2.2 Генериране на заряд и разряд

Ток, пропорционален на захранващото напрежение, може да бъде генериран от OPA, MN2 и R5. Тъй като усилването на OPA е високо, разликата в напрежението между Vref и V5 е незначителна. Поради ефекта на модулация на канала, токовете на MP11 и MN10 се влияят от напрежението източник-източник. Следователно токът заряд-разряд на кондензатора вече не е линеен спрямо захранващото напрежение. В този дизайн, текущото огледало използва каскодна структура, за да стабилизира напрежението източник-източник на MP11 и MN10 и да намали чувствителността към захранващото напрежение. От гледна точка на AC, структурата на каскод увеличава изходното съпротивление на източника на ток (слой) и намалява грешката в изходния ток. MN3, MN4 и MP5 се използват за осигуряване на напрежение на отклонение за MP12. MP8, MP10, MN6 може да осигури напрежение на отклонение за MN9.

2.3 Секция за логическо управление

Изходните CLK и CLK на тригера са квадратни вълнови сигнали с противоположни фази, които могат да се използват за управление на отварянето и затварянето на MP13, MN11 и MP14, MN12. MP14 и MN11 действат като превключващи транзистори, които функционират като SW1 и SW2 на Фигура 1. MN12 и MP13 действат като спомагателни тръби, чиято основна функция е да намалят прорезите на тока на зареждане и разряд и да премахнат явлението на рязко изстрелване на триъгълни вълни. Явлението рязко изстрелване се причинява главно от ефекта на инжектиране на канален заряд, когато MOS транзисторът е в състояние на преход.

Ако приемем, че MN12 и MP13 са премахнати, когато CLK преминава от 0 в 1, MP14 се включва в изключено състояние и текущият източник, съставен от MP11 и MP12, е принуден да влезе в дълбоката линейна област от зоната на насищане незабавно, и MP11, MP12, MP13 са Зарядът на канала се изтегля за много кратко време, което причинява голям ток на бъг, причинявайки пиково напрежение в точка А. В същото време MN11 скача от изключено състояние към състояние на включване, а текущите слоеве, съставени от MN10 и MN9, преминават от дълбоката линейна област към областта на насищане. Капацитетът на канала на тези три тръби се зарежда за кратко време, което също причинява голям ток на Burr и напрежение на скок. По подобен начин, ако спомагателната тръба MN12 се отстрани, MN11, MN10 и MN9 също генерират голям ток на грешка и напрежение на скок, когато CLK се прескача. Въпреки че MP13 и MP14 имат еднакво съотношение ширина към дължина, нивото на портата е противоположно, така че MP13 и MP14 се включват последователно. MP13 играе две основни роли в елиминирането на напрежението на скока. Първо, уверете се, че MP11 и MP12 работят в областта на насищане по време на целия цикъл, за да се гарантира непрекъснатостта на тока и да се избегне рязкото стрелба, причинено от текущото огледало. Второ, направете MP13 и MP14 от допълнителна тръба. По този начин, в момента на промяна на напрежението на CLK, капацитетът на канала на едната тръба се зарежда, а капацитетът на канала на другата тръба се разрежда, а положителният и отрицателният заряд се отменят, като по този начин значително намаляват тока на грешка. По същия начин въвеждането на MN12 ще играе същата роля.

2.4 Прилагане на ремонтна технология

Параметрите на различните партиди MOS тръби ще варират между пластините. При различни ъгли на процеса дебелината на оксидния слой на MOS тръбата също ще бъде различна и съответният Cox също ще се промени съответно, което води до изместване на заряда и разрядния ток, което води до промяна на изходната честота на осцилатора. При проектирането на интегрална схема технологията за подрязване се използва главно за промяна на резисторната и резисторната мрежа (или кондензаторната мрежа). Различни резисторни мрежи могат да се използват за увеличаване или намаляване на съпротивлението (или капацитета) за проектиране на различни резисторни мрежи (или кондензаторни мрежи). Токовете на зареждане и разряд IB1 и IB2 се определят главно от тока Iref. И Iref = Vdd/2R5. Следователно този дизайн избира да подреже резистора R5. Подрязващата мрежа е показана на фигура 3. На фигурата всички резистори са равни. В този дизайн съпротивлението на резистора R5 е 45 kΩ. R5 е свързан последователно с десет малки резистора със съпротивление 4.5kΩ. Разтопяването на проводника между двете точки A и B може да увеличи съпротивлението на R5 с 2,5%, а разтопяването на проводника между B и C може да увеличи съпротивлението с 1,25%, между A, B и B, C. Всички предпазители са изгорели, което увеличава съпротивлението с 3,75%. Недостатъкът на тази техника на подстригване е, че тя може само да увеличи стойността на съпротивлението, но не и малката.

Фигура 3 Структура на мрежата за ремонт на съпротивление

Стъпка 3: Анализ на резултатите от симулацията

Този дизайн може да бъде реализиран на CMOS процес от 0,5 μm на CSMC и може да бъде симулиран с инструмента Spectre.

3.1 Подобряване на триъгълна вълна чрез допълваща тръба за превключване

Фигура 4 е схематична диаграма, показваща подобряването на триъгълната вълна от допълнителната тръба за превключване. От фиг. 4 може да се види, че формите на вълните на MP13 и MN12 в този дизайн нямат очевидни пикове при промяна на наклона, а явлението изостряне на формата на вълната изчезва след добавяне на спомагателната тръба.

Фигура 4 Подобрена форма на вълната на комплементарната комутационна тръба към триъгълната вълна

3.2 Влияние на захранващото напрежение и температура

От фигура 5 може да се види, че честотата на осцилатора се променя на 1,86% при промяна на захранващото напрежение от 3V на 5V. Когато температурата се промени от -40 ° C до 120 ° C, честотата на осцилатора се променя с 1,93%. Може да се види, че когато температурата и захранващото напрежение варират значително, изходната честота на осцилатора може да остане стабилна, така че да може да се осигури нормалната работа на чипа.

Фигура 5 Ефект на напрежението и температурата върху честотата

Стъпка 4: Заключение

Тази статия проектира осцилатор, управляван от ток, за усилватели на аудио мощност клас D. Обикновено този осцилатор може да извежда квадратни и триъгълни вълнови сигнали с честота 250 kHz. Освен това, изходната честота на осцилатора може да остане стабилна, когато температурата и захранващото напрежение варират в широки граници. В допълнение, напрежението на скока може също да бъде премахнато чрез добавяне на допълнителни превключващи транзистори. Чрез въвеждане на техника за подрязване на резисторна мрежа може да се получи точна изходна честота при наличие на вариации на процеса. В момента този осцилатор се използва в аудио усилвател клас D.